功率MOSFET在开关过程中要跨越放大区，也就是线性区，形成电流和电压的交叠区，从而产生开关损耗，米勒平台就是在这个过程中形成的一段时间相对稳定的放大区。 栅极驱动电压通常远大于米勒平台，那么为什么在开关过程中，V_GS电压会保持平台不变？高压超结结构的米勒平台的时间长，但为什么反而开关损耗小？V_GS为什么在米勒平台产生振荡？本文将详细的论述这些问题，从而在实际的应用中，提供设计优化的方向。

1、功率MOSFET开关过程及米勒平台

米勒平台出现于感性负载开关，在功率MOSFET数据表中，开关过程的测试基于图1所示的电路：MOSFET先导通，然后关断，在一定电流下再次开通后关断，基于第二次开关过程测量米勒平台。

   

(a) 测试电路    (b) 测试波形

图1：开关测试电路和波形

模式1：t0-t1时刻

V_GS电压升高到阈值电压V_TH，此过程V_DS、I_D维持不变。

模式2：t1-t2时刻

V_GS电压继续升高，电流I_D从0开始增加，MOSFET工作在放大区（线性区），I_D和V_GS由跨导G_fs限制线性增加：

I_D = g_fs•(V_GS-V_TH)

在这个过程中理论上MOSFET的V_DS电压不会变化，但是，由于回路di/dt变化，在杂散电感上感应出电压：

V_DD = V_DS+V_LD+V_LS

图2：寄生电感的感应电压

其中，V_LD为漏极回路寄生电感电压，V_LS为源极回路寄生电感电压，V_LD和V_LS上正下负，和V_DS方向相同，因此实际V_DS电压就略有下降，如图t1-t2时刻电压波形。

C_GS大，C_GD非常小，驱动电流主要给C_GS充电，因此，流过C_GS电流大，而流过C_GD电流非常小，几乎可以忽略。MOSFET开通后，二极管反向恢复产生反向恢复电流，因此在t2时刻有尖峰的脉冲电流，如图1所示。

模式3：t2-t3时刻

在t2时刻，I_D电流达到系统最大电流、也就是电感的最大电流I_L，对应的由跨导限制的V_GS电压为V_GP，此时I_D电流不可能再继续增加，由于跨导限制，V_GS电压也不能增加要维持V_GP不变，但是驱动回路仍然提供驱动的电流，试图迫使V_GS电压上升。

(a) t1-t2时刻  (b) t2时刻  (c) 过t2时刻

图3：米勒平台形成

如果V_GS电压增加一点点，对应的I_D电流相应的也要增加，电感的电流固定不变，不可能提供额外的电流，I_D电流增加就只能由G极驱动电源通过C_GD提供额外的电流DI_D，如图3(c)所示，也就是G极驱动电源通过C_GD向D极提供额外的这一部分电流。

C_GD要流过这一部分额外的电流，必须满足二个条件：

(1)、C_GD两端的电压必须发生变化，C_GD才能提供额外的电流：i=C•du/dt。

(2)、功率MOSFET内部，沟通已经饱和，额外的电流只能通过降低EPI外延层N-耗尽层的宽度、产生复位的电荷来提供。^[5]

图4：减小耗尽层宽度产生复位电荷电流

V_DS所加电压大小对应着相应的耗尽层宽度，耗尽层的宽度降低，V_DS电压也就下降，同时C_GD也就无法再维持原来的电压，V_GD的电压也随之发生改变。

V_DS和V_GD电压变化共同产生抽取电流，将G极驱动电源所能提供的最大电流通过米勒电容C_GD（C_rss）基本上完全抽取干净，C_GS几乎没有充电的电流，驱动电流全部流向C_rss，VG_S的电压就不再变化，保持一个平台区，维持平台状态，形成有名的米勒平台。

在整个米勒平台时间段t2-t3，器件工作在稳定的恒流区，V_GS电压保持恒定V_GP不变，I_D电流保持最大的系统电流I_L恒定，V_GP电压就是米勒平台电压：I_D=I_L=g_fs•(V_GP-V_TH)。 

在米勒平台时间内，米勒电容C_rss电流为：

I_crss=C_rss•dV_Crss/dt=C_rss•dV_DS/dt=I_G=(V_cc–V_GP)/R_G

其中，R_G为驱动器电源V_CC到G极所有串联电阻总和，由上式就可以估算米勒平台的时间t2~t3。

若V_CC=5V，V_TH=2V，g_fs=50，R_G=10欧，在t₂时刻，I_D(t2)=I_L=25A，得到：V_GP=2.5V。

过t₂时刻，V_GS电压增加微小量为DV_GS ：I_D(t2)+ DI_D =g_fs•(V_GP+DV_GS -V_TH)，I_D(t2)+(V_cc–V_GP)/R_G=g_fs•(V_GP+DV_GS -V_TH) ，解得：DV_GS=0.005V。

V_GS仅仅增加0.005V，就可以将驱动电源提供的电流完全抽取，因此在波形上也就看到V_GS的电压基本保持不变。

从上述分析可知，米勒平台的电压在米勒平台时间内会有微小的增加，如图5所示，这和驱动电路参数直接相关。另外，因为C_GD、C_DS电容值不是固定的，随着电压的变化非线性的变化，系统最大电流和驱动回路的参数也会变化，因此米勒平台电压也会变化，甚至会出现振荡。

  

(a) 米勒平台期间V_GS电压微小增加 (b) 米勒平台电压变化

图5：米勒平台电压变化

在单位时间内，V_DS按dV_DS/dt降低一定值，V_DS降低，C_rss急剧增加，I_Crss也急剧增加，由公式：I_Crss=C_rss•dV_DS/dt=(V_cc–V_GP)/R_G可知，dV_DS/dt、V_cc、R_G不变，驱动回路中只有V_GP下降、也就是C_GS放电V_GS下降，才能提供足够的C_rss抽取电流，满足等式的要求。

V_GS下降，跨导限制的电流I_D也会下降，多余的电流I_L-I_D就会对C_rss、C_GS反向充电，如图6所示，从而将V_GS的电压提高，如此反复，形成米勒平台的振荡。可以看到，米勒平台振荡的过程就是因为寄生电容的变化，V_GP、C_rss、dV_DS/dt相应的改变自动寻找平衡的过程，这个过程也会叠加寄生电感的影响。

图6：V_GS的振荡

随着V_DS电压不断降低，EPI外延层N-中耗尽层宽度不断降低，耗尽层空间电荷区宽度不断降低，内建电场也不断减小，直到耗尽层和空间电荷区完全消失，内建电场为0，V_DS电压也就降到最小值，然后不再变化，米勒平台结束，对应时间为t3。

模式4：t3-t4时刻

t3时刻米勒平台结束，V_DS电压降到最小值后不再变化，V_GD电压也不再变化，C_rss不再抽取驱动电路的电流，驱动电源又开始对C_GS充电，因此，V_GS开始增加，到最大的驱动电压V_CC。

2、功率MOSFET开关损耗

平面结构的高压功率MOSFET，通常使用上述方法计算t1-t2时间，米勒平台时间t2-t3，然后再计算开关损耗：

P_sw-On= I_D•V_DS•(t3-t2+t2-t1)/2•T_s

但是对于超结的高压功率MOSFET，可以发现：米勒平台时间t2-t3非常长，但实际上，其开关损耗远远小于平面结构，也就是用上述的计算方法完全失效，这又是什么原因？

从波形可以看到，在米勒平台的前部分，V_DS电压很快的降低到较低值，后面很长的一段米勒平台的时间，V_DS很低，使用这个米勒平台时间用传统的公式计算，当然就有问题。

超结的高压功率MOSFET，为什么在V_DS很低状态，米勒平台维持那么长的时间？

超结结构使用横向电场，在高压时，中间N+区完全耗尽，存储电荷很小，C_DS、C_rss都非常小，V_DS开始下降非常快。当电压降到50V或更低的电压，N+和P区耗尽层宽度减小直到消失，逐渐恢复到原来的高掺杂状态，相当于存储电荷突然增加，因此，电容也就会突然增加。

如图7所示，600V/20A、0.199W超结高压MOSFET，C_DS、C_rss在0V偏压的电容是高压状态时电容的几百倍：C_rss(600V)=2pF，C_rss(0V)=600pF；C_oss(600V)=68pF，C_oss(0V)=7000pF。

 

图7：高压超结结构的MOSFET电容

C_rss和C_oss在低电压时容值非常大，因此，V_DS电压降低到50V以下，其变化非常缓慢，下降的斜率也非常缓慢，到完全导通所需要的时间也比较长，因此，米勒平台在较低V_DS电压维持较长的时间。

 

图8：高压超结结构MOSFET开通波形

因此，计算超结的开关损耗，只能近似的使用前面一段V_DS降到较低值的时间，而不能使用V_GS的平台时间。

开关过程中，高压超结结构寄生电容的突变非常大，产生急剧的dV/dt突变，容易产生振荡和EMI的问题，这也是超结结构固有特性，需要仔细的设计驱动电路。